70cm BreitbandTRX --
Beschreibung zu den Bausätzen von Gigatech

Martin Liebeck, DL2ZBN @ DB0GV, Helfmannstr. 16, 64293 Darmstadt
Alexander Kurpiers, DL8AAU @ DB0ZDF, Ludwigshöhstr. 77, 64285 Darmstadt

Zusammenfassung

Es wird ein Transceiverkonzept für Duplexbetrieb vorgestellt, das Datenübertragung mit Baudraten um 100 kBaud im 70cm-Band ermöglicht. Die Baugruppen sind für die Verwendung auf dem neuen 200 kHz breiten Duplexkanal bei 439,700 MHz und 434,900 MHz vorgesehen. Erste Prototypen wurden auf der PR-Tagung im April '97 in Darmstadt vorgestellt. Die seitdem gemachten Erfahrungen führten zu Detailverbesserungen, die in diesen Text mit eingeflossen sind.

1 Hochgeschwindigkeits Packet-Radio -- wozu?

Schmalband-Netzeinstiege im 25kHz Raster mit 9600 oder 1200 Baud gehören schon seit über 15 Jahren zum Stand der Technik und sind in weiten Teilen Europas flächendeckend etabliert.

Zum Connecten eines DX-Clusters, einer Conversrunde oder einer Mailbox mit einem ASCII-Terminal reichen die derzeit verwendeten Übertragungsgeschwindigkeiten meistens aus. Doch für viele denkbare neue Anwendungen sind auch 9600 Baud Einstiege um den Faktor 10 zu langsam.

Beispielhaft für solche Anwendungen seien hier Mailboxen mit HTML-Oberfläche, digitale Sprachübertragung oder auch Echtzeit Bildübertragung mit ISDN-Qualität genannt. Der Aufbau von Linkstrecken, die diesen Anforderungen genügen, schreitet bereits voran. Was bisher noch gänzlich fehlt, sind leistungsfähige Benutzerzugänge.

2 Anforderungsprofil

Derzeit ist im 70cm-Band nur ein einziger Kanal für Packet Breitbandeinstiege mit 200kHz Bandbreite vorgesehen. Da wohl mit weiteren Kanälen in absehbarer Zeit nicht zu rechnen ist, kann der Transceiver für Einkanalbetrieb ausgelegt werden und damit eine Bedieneroberfläche zur Frequenzeinstellung entfallen. Der Transceiver soll jedoch auf Digi- und auf Userseite einsetzbar sein.

Die S/E - Umschaltzeit soll kleiner 1ms sein, um die Vorteile der hohen Übertragungsgeschwindigkeit nicht wieder durch lange TX-Delay Zeiten zu verschenken.

Wenn mit 9600 Baud Einstiegen vergleichbare Einzugsgebiete erreicht werden sollen, muß wegen der größeren Bandbreite das S/N am Empfänger um ca. 10dB höher liegen. Dies kann durch Erhöhung der Sendeleistung um 10dB oder durch die Verwendung von Richtantennen erreicht werden.

Für die Verwendung bei ungünstigen Standortverhältnissen und an Digipeatern empfehlen wir vorerst eine Endstufe mit ca. 20W Ausgangsleistung. Erste Erfahrungen zeigen, daß meist auch geringere Leistung ausreichend sind. Daher stellen wir hier auch eine kleinere Endstufe mit 2-7W Ausgangsleistung vor.

Der Transceiver sollte folgenden Anforderungen genügen:

Bandbreite200kHz
ModulationsartFSK
Baudrate76,8 bis 115,2 kBaud
Modulationsbandbreite100Hz - 80kHz
S/E-Umschaltzeit<1ms
Kanäle1, umschaltbar für Digi oder User
HF-Ausgangsleistung20W, (evtl. reduzierbar auf 2W)
Betriebsspannung12V
Zur Packet-Radio-Tagung '97 [2, 76800 Baud im 70cm-Band] in Darmstadt wurde von uns ein Transceiverkonzept vorgestellt, der den oben genannten Anforderungen genügt. Eine ausführliche Bauanleitung zu diesem Gerät erschien im Adacom-Heft 10 [3]. Die Erfahrungen mit den ersten Prototypen und Lieferprobleme bzw. Preis der von uns eingesetzten Filter haben zu einigen Schaltungsänderungen geführt, die hier vorgestellt werden.

3 Konzept

Die Konzeptfindung wurde in [2, 76800 Baud im 70cm-Band] und dem zugehörigen Vortrag ausführlich dargestellt. Hier soll nur kurz das Ergebnis aufgezeigt werden. Das sendeseitige FSK-Signal wird durch Modulation eines VCO erzeugt, der mit einer langsamen PLL in seiner Frequenz stabilisiert wird. Das Schleifenfilter der PLL ist für eine Grenzfrequenz von 40Hz ausgelegt. Hierdurch können Bitraten bis hinab zu 38,4 kBaud noch übertragen werden. Eine derart langsame PLL kann nur temperatur- und alterungsbedingte Langzeitdriften ausgleichen. Sämtliche Rückwirkungen, die sich aus der S/E - Umschaltung ergeben, dürfen keine Frequenzänderungen hervorrufen. Daher müssen zwischen Oszillator und erster geschalteter Stufe mehrere Pufferstufen eingefügt und die Versorgungsspannungen der einzelnen Stufen möglichst gut entkoppelt werden. Dies ist mit vertretbarem Aufwand nur durch Aufteilung in 3 Baugruppen, Empfänger, Sender und Endstufe, zu erreichen. Geschaltet wird hierbei nur die Endstufe.

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Abbildung 1: Blockschaltbild Gesamtkonzept

Abbildung 1 zeigt die Zerlegung in die 3 Komponenten: Steuersender, Empfänger und Endstufe. Sender, Empfänger und die 7W Endstufe sind in Weißblechgehäusen von 74 * 111 * 35 mm untergebracht. Die 20W Endstufe ist in ein Alu-Druckgußgehäuse mit angeschraubtem Kühlkörper eingebaut.

4 Realisation

4.1 Sender

Der Sender verwendet in Anlehnung an [1] einen VCO auf der Endfrequenz mit einem BF979 und einem 20mm langen Stück Semirigid als Schwingkreis-Induktivität. Der VCO wird mit dem PLL-IC SDA3302-5 von Siemens stabilisiert. Die Schleifenfrequenz der PLL liegt bei 40Hz. Der SDA3302 besitzt einen festen Vorteiler für die Referenzfrequenz. Mit dem verwendeten 6.4MHz Quarz ergibt sich ein Kanalraster von 100kHz. Für andere Anwendungen kann die PLL beliebig in diesem Raster programmiert werden.

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Abbildung 2: Blockschaltbild Steuersender

Die Programmierung der PLL erfolgt über einen I2C-Bus mit einem PIC12C508 von Arizona Mikrochip (File zur PIC-Programmierung). Dieser Risc-Prozessor im 8pol-DIL Gehäuse besitzt eine interne Reset-Logik und auch einen internen RC-Oszillator zur Takterzeugung.

Es zeigte sich bei den Prototypen, daß die interne Resetlogik erst bei sehr tiefen Spannungseinbrüchen ansprach. Der PIC-Prozessor arbeitet bis unter 3V zuverlässig, jedoch verliert das PLL-IC die Programmierung. Um zu verhindern, daß der Steuersender dann mit falscher Programmierung betrieben wird, wurde eine externe Resetschaltung integriert, die sicher auch bei geringen Spannungseinbrüchen reagiert und die Neuprogrammierung der PLL einleitet.

Bei einem Reset werden vom Prozessor vier Frequenz-Telegramme mit vier unterschiedlichen Chip-Adressen über den I2C-Bus verschickt. Hiermit werden alle Kombinationen aus RX oder TX und User oder Digi abgedeckt. Mit einem Jumper am Adress-Select-Pin des jeweiligen SDA3302 wird dessen Chip-Adresse eingestellt und damit das passende Frequenz-Telegramm ausgewählt.

An den VCO angekoppelt ist eine Pufferstufe mit einem BF960, einem Dual-Gate Mosfet. Dieser wurde gewählt wegen der sehr geringen Rückwirkungen von Ausgang auf den Eingang (S|12|^2 von < -40 dB) und sorgt damit für eine gute Entkopplung zum Oszillator. Am Ausgang des BF960 steht eine Leistung von 3dBm zur Verfügung.

Zur Erhöhung der Frequenzstabilität des Oszillators bei Laständerungen am Ausgang folgen noch zwei weitere Pufferstufen mit je einem BFR90. Jede Stufe hat eine Verstärkung von 11dB. Um eine Ausgangsleistung von 10dBm und eine weitere Entkopplung zu erreichen sind den Verstärkerstufen noch zwei 7dB Dämpfungsglieder vorgeschaltet. Diese sorgen ganz nebenbei auch noch für eine gute Anpassung der Verstärkerstufen.

Um eine gute Entkopplung der Spannungsversorgung für die einzelnen Stufen zu erreichen, finden 3 Spannungsregler Verwendung. Ein 78L05 für die PLL und den Prozessor und je ein 78L09 für Oszillator und ersten Puffer und für die beiden BFR90.

Als wichtig für niedriges Phasenrauschen des Oszillators hat sich eine zusätzliche Filterung der Versorgungsspannung (R10, C22, C7, C29) erwiesen, welche die Rauschseitenbänder in 100kHz Abstand vom Träger um weitere 20dB absenkt.

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Abbildung 3: Schaltbild Sender


4.1.1 Aufbau

Die Platine besteht aus doppelseitig kaschiertem 1,5mm Epoxid-Basismaterial. Die Oberseite bietet eine fast durchgängige Massefläche. Wird keine durchkontaktierte Platine verwendet, müssen nach Masse führende Bauteile grundsätzlich auch auf der Masseseite verlötet werden. Der 20mm lange Außenmantel des Semi-Rigid-Kabels und eine Seite des Innenleiters werden flächig mit der Masseseite verlötet. Die beiden BFR90 werden mit der Beschriftung nach unten eingebaut. Die Beschriftung des BF979 und des BF960 zeigen nach oben (Masseseite). Der Drain-Anschluß des BF960 ist durch ein längeres Anschlußbein gekennzeichnet. Der Source-Anschluß des BF960 sollte bei Platinen ohne Durchkontaktierung auf dem kürzesten Weg zur Masseseite geführt und dort verlötet werden. Der SDA3302-5 darf nicht mit Fassung bestückt werden.

Als Ausgangsbuchse kann eine BNC-Flanschbuchse verwendet werden. C13 wird dann direkt zwischen Mittelpin der Buchse mit der Platine "freitragend" eingebaut. Ebenfalls möglich ist z.B. eine SMC oder SMA-Buche, die direkt auf die Leiterbahn gelötet wird - elektrisch sicher günstiger, aber diese Buchsen sind nicht so gebräuchlich.

4.1.2 Abgleich

Um Frequenzmessugen an den Testpunkten 2 und 3 zu ermöglichen, muß der PLL-IC in einen Testmode geschaltet werden. Hierzu wird auf der Platinenunterseite freitragend ein 330 Ohm Widerstand von Pin 7 des PIC12C508 nach Masse gelöten. In den Schaltbildern ist dieser Widerstand als R_test eingezeichnet. Nach erfolgtem Abgleich das Auslöten des Widerstandes nicht vergessen!

Als nächstes wird mit Jumper JP1 die Verwendung des Senders für User oder Digipeater bestimmt. Für den Betrieb beim User (434,900 MHz) muß der Jumper gezogen sein. Jetzt erst wird die Versorgungsspannung angelegt, worauf die Programmierung des PLL-IC durch den PIC erfolgt. Bei fehlerhafter Programmierung leuchtet LED D2. Ist alles in Ordnung, blitzt sie nur kurz auf und bleibt dann aus.

An TP2 liegt die Phasenvergleichsfrequenz der PLL als TTL-Rechtecksignal an. Mit Trimmer C24 wird die Frequenz auf 12,5kHz abgeglichen. Keinesfalls sollte man versuchen die Frequenz des 6,4 MHz Quarzes direkt zu messen. Dieser schwingt in Serienresonanz und seine Schwingfrequenz würde auch mit einem guten Tastkopf zu sehr verstimmt werden.

An TP1 steht die Regelspannung der PLL zur Verfügung. Beim langsamen Durchdrehen des Sky-Trimmers C10 sollte sich diese auf 4 bis 5V einstellen lassen. Der Trimmer steht hierbei nahezu in Mittelstellung. Liegt die Regelspannung um 9V, so ist die Frequenz des VCO zu tief, der Trimmer muß weiter herausgedreht werden. Liegt sie knapp über 0V, so muß die Kapazität des Trimmers vergrößert werden. Damit ist der Abgleich des Senders bereits beendet.

An TP3 kann die durch das PLL-IC geteilte VCO-Frequenz abgenommen werden. Bei gerasteter PLL liegen hier ebenfalls 12,5kHz an. Der Testpunkt ist zum Abgleich nicht erforderlich, bei einer eventuell nötigen Fehlersuche kann hier jedoch auch ohne 500 MHz-Zähler überprüft werden, ob und wo der VCO schwingt. Der Teilungsfaktor der PLL bei Userbetrieb beträgt 34792.

Um eine Absenkung des Ausgangsspektrums von mindestens 40dB an den Kanalgrenzen zu erreichen, darf bei einer Baudrate von 76,8kBaud der Hub nicht größer als 25-30kHz sein. Um Störungen im Nachbarkanal zu vermeiden, sollte die Modulationsspannung am Modemausgang kleiner als 500mVss eingestellt werden.

Bei unseren Musteraufbauten haben wir im Mittel folgende Kollektor- bzw. Drain-Spannungen gemessen: T1 6V, T2 8V, T3 5,2V, T4 4,2V. Die Ausgangsleistung lag bei allen aufgebauten Prototypen knapp über 10mW.

4.2 Empfänger

Als Eingangsstufe wird ein moderner Bipolartransistor AT41586 von HP eingesetzt. Die erzielbare Rauschzahl ist ausreichend und die Eingangsstufe wird so großsignalfest. Zur Selektion und Unterdrückung der Spiegelfrequenz folgt ein 3-poliges Helixfilter.

Aus Gründen der šbersteuerungsfestigkeit wollten wir für Mischer und Oszillator ein Fernsehtuner-IC einsetzen. Der in [1] verwendete TDA5030 wird inzwischen nicht mehr von Philips gefertigt. Erste Wahl wäre der TDA5630 gewesen. Leider ist dieses IC z.Z. nicht beschaffbar, so daß ein TDA5331T verwendet wird. Dieser hat einen Mischereingang mit einer Impedanz nahe 50Ohm und einen niederohmigen SAW-Filter Treiber. Beides paßt gut ins Empfängerkonzept.

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Abbildung 4: Blockschaltbild Empfänger

Der symmetrisch aufgebaute Oszillator des TDA5331 wird mit einer PLL stabilisiert. Verwendet wird wie im Sender auch ein SDA3302-5 von Siemens. Dieses Konzept ist flexibler und auch preisgünstiger als die übliche Lösung mit Quarz und Verdreifacher. Im ersten Prototyp war nur im Sender ein Prozessor vorgesehen, der die Steuerung der PLL-ICs in Sender und Empfänger übernahm. Da der von uns mittlerweile als Prozessor eingesetzte PIC12C508 billiger ist als die 4 für den externen I2C-Bus nötigen Durchführungs-Kondensatoren, bekommt auch der Empfänger seinen eigenen PIC. Nach der Programmierung des PLL-ICs geht der PIC in den Sleep-Mode und der Prozessor-Clock wird abgeschaltet. Störungen des Empfängers sind daher nicht zu befürchten.

Ein größeres Problem warf die Beschaffung eines geeigneten Filters für die erste ZF mit ca. 200kHz Bandbreite auf. Wir haben nach längerer Suche ein SAW-Filter mit 41.7MHz Mittenfrequenz und einer Bandbreite von 300kHz gefunden. Leider ist dieses Filter relativ teuer. Abweichend zu den in [2, 76800 Baud im 70cm-Band] und [3] veröffentlichten Schaltungen wird jetzt das deutlich preiswertere Filter TFS80B mit 80MHz Mittenfrequenz eingesetzt. Durch das flexible Konzept des Empfängers halten sich die nötigen Anpassungen in Grenzen.

Als Frequenz für die zweite ZF kommt wegen der benötigten großen Bandbreite 455kHz nicht in Betracht. Bei 10,7MHz stehen Keramikfilter für Rundfunkempfänger zur Verfügung, die eine passende Bandbreite haben und deren Gruppenlaufzeit für Datenanwendung ausreichend ist. Als IC für die zweite ZF wird das SA626 von Philips verwendet. Es ist für den direkten Anschluß von Keramikfiltern mit 330Ohm Impedanz vorgesehen und enthält sowohl Oszillator, Mischer als auch Begrenzerverstärker, FM-Demodulator und einen extrem schnellen RSSI (Received signal strength indicator - ein Ausgang für eine logarithmische Feldstärkeanzeige) -Ausgang. Dieser wird zusammen mit einem Komparator mit einstellbarer Schwelle auch als DCD verwendet.

Wie auch im Sender werden die einzelnen Baugruppen mit eigenen Spannungsreglern versorgt, um Verkopplungen zu vermeiden.


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Abbildung 5: Schaltbild Empfänger 1/2



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Abbildung 6: Schaltbild Empfänger 2/2

Aufbau

Die Hinweise zum Sender gelten sinngemäß auch für den Empfänger. Für die Spule L5 werden zweieinhalb Windungen 1mm Silberdraht um einen 5mm Dorn (z.B. Schaft eines 5mm Bohrers) gewickelt. Der Einbau der SMD-ICs im SO-Gehäuse erfordert ein wenig Geschick und erfolgt am besten mit einem möglichst heißen Lötkolben mit feiner Spitze und geeignetem Lötzinn (je dünner desto besser). Der Basis-Pin des Eingangstransistors AT41586 ist abgeschrägt. Bei Platinen ohne Durchkontaktierung müssen die Emitter-Anschlüsse dieses Transistors über zwei Hohlnieten mit der Massefläche auf der Oberseite verbunden werden.

Abgleich

Der Empfänger ist wie der Steuersender fast abgleichfrei. Der Abgleich der PLL erfolgt analog zum Sender - die Bezeichnungen der Testpunkte sind identisch. Für den Abgleich des VCO ist jedoch kein Trimmer vorgesehen. Die Frequenz wird stattdessen durch Verändern der Spule L5 eingestellt. Liegt die Regelspannung an TP1 bei 9V, so ist die Frequenz des VCO zu tief und die Spule muß auseinandergezogen oder, falls das nicht ausreicht, verkürzt werden. Liegt sie knapp über 0V, wird die Spule zusammengedrückt bzw. verlängert. Nach dem Abgleich sollte die Spannung an TP1 zwischen 4 und 5V liegen. Der Oszillator schwingt 80 MHz unterhalb der Empfangsfrequenz.

Der Demodulatorkreis Fi5 wird ohne Eingangssignal mit einem Oszilloskop am NF-Ausgang auf maximale Spannung und beste "Symmetrie" des Rauschens abgeglichen. Fi1 und L2 werden bei schwachem Eingangssignal (z.B. aus entsprechend gejumperten Steuersender ohne Antenne) auf maximale Spannung am RSSI-Ausgang eingestellt. Eventuell genügt hierfür auch schon das Eigenrauschen des Empfängers. Ohne Eingangssignal sollten nach erfolgtem Abgleich 350 bis 450mV am RSSI-Ausgang anliegen - die Exemplarstreuungen beim SA626 sind hier ziemlich hoch. Abschließend wird noch R23 so abgeglichen, daß ohne Eingangssignal der DCD-Ausgang gerade noch "low" ist.

4.3 20W Endstufe

Die Endstufe ist in Anlehnung an [1] um ein 20W Hybrid-Modul herum aufgebaut. Diese Module werden von verschiedenen Herstellern angeboten und sind oft auch preisgünstig auf Flohmärkten erhältlich. Die meisten Hybridmodule benötigen eine Steuerleistung von 20dBm. Daher ist dem Modul noch eine Verstärkerstufe mit 10dB Verstärkung vorgeschaltet. Weiterhin übernimmt der Endstufenbaustein die Antennenumschaltung für Sender und Empfänger und sorgt für die nötige Oberwellenunterdrückung.


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Abbildung 7: Schaltbild 20W Endstufe


4.3.1 Aufbau

Durch die fast durchgehende Bestückung mit SMD-Bauteilen ist die Verwendung einer durchkontaktierten Platine oder von Hohlnieten als Durchkontaktierung in der Nähe aller nach Masse führender Bauteile unumgänglich. Der BUZ171 wird senkrecht stehend eingebaut. Die Beschriftung zeigt in Richtung des Moduls. Die Beschriftung des BFR91 ist von der Bestückungsseite aus lesbar. Für die Spule L1 werden 9 Windungen 1mm Silberdraht um den Schaft eines 5mm Bohrers gewickelt.

Für die Anwendung in Duplexsystemen ohne Antennenumschalter sollte das sendeseitige Tiefpaßfilter bestückt werden, da es zur Unterdrückung von Oberwellen beiträgt. Die Diode D1 wird durch einen passenden Kondensator (ca. 1nF) ersetzt und die Dioden D2 und D3, die Kondensatoren C17 bis C20 sowie R6, R7, L1 und C9 können unbestückt bleiben.

Da Hybridmodule einen schlechten Wirkungsgrad haben, sollte man auf eine gute Kühlung achten. Bei der Dimensionierung eines Kühlkörpers für einen Duplex-Digipeater muß man außerdem beachten, daß diese Digis eine Sender-Einschaltdauer von nahe 100% haben. Die Verwendung von Wärmeleitpaste empfiehlt sich nur, wenn das Modul Masseanschlüsse besitzt. Führt dagegen die Masse über den Kühlflansch, ist dieser direkt, also ohne Wärmeleitpaste, mit der Platinenmasse zu verbinden.

4.3.2 Abgleich

Aufbauen, einschalten, fertig. Die große Endstufe ist abgleichfrei.

4.4 2-7W Endstufe

Die Endstufe ist um das 7W Linear-Modul M57797MA von Mitsubishi herum aufgebaut. Da die Leistung des Steuersenders von 10dBm für dieses Modul nicht ausreicht, ist noch eine Verstärkerstufe mit einem BFR91 vorgesehen. Im Endstufenbaustein ist weiterhin die Antennenumschaltung für Sender und Empfänger sowie ein Tiefpaßfilter für die Oberwellenunterdrückung untergebracht.
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Abbildung 8: Schaltbild 2-7W Endstufe


4.4.1 Aufbau

Die Endstufe ist fast vollständig mit SMD-Bauteilen bestückt, um auf der Platinenrückseite eine durchgehende Massefläche zu ermöglichen. Dies erleichtert die Montage eines Kühlkörpers. Er kann flächig mit der Massefläche der Platine und dem Modul verschraubt werden. Der Kühlkörper sollte eine etwas kleinere Grundfläche als das Weißblechgehäuse haben, sodaß er einige mm in das Gehäuse eintauchen kann.

Da Bohrungen auf der Platine durch den mechanischen Aufbau nicht möglich sind, müssen die wenigen konventionellen Bauteile (T1, IC2, L2, L3 und R9) auf der Bauteileseite verlötet werden. Dies mutet zuerst etwas ungewohnt an, stellt aber bei den wenigen Bauteilen kein großes Problem dar. C15 und R8 werden nicht auf der Platine, sondern freitragend bestckt. C15 wird zwischen dem Mittelpin der Antennenbuchse und der Platine eingebaut. R8 dient der Ableitung von Statik auf der Antennenleitung und wird vom Mittelpin der Antennenbuchse zum Weißblechgehäuse gelötet.

Für die Spule L1 werden 9 Windungen 1mm Silberdraht um den Schaft eines 5mm Bohrers gewickelt. Anschließend wird die Spule vorsichtig gerade soweit auseinandergezogen, daß sich die Windungen an keiner Stelle berühren. Die Beschriftung des BFR91 zeigt in Richtung der Bestückungsseite. Die Verwendung von Wärmeleitpaste zwischen Modul und Kühlkörper empfiehlt sich nicht, da das Modul nur über den Kühlflansch mit Masse verbunden ist.

4.4.2 Abgleich

Die Endstufe hat nur einen Abgleichpunkt - das Poti R9. Mit diesem kann die Ausgangsleistung zwischen 2 und 7W eingestellt werden. Die Leistungsangabe von Mitsubishi ist eher etwas konservativ. Die maximale Ausgangsleistung unseres Musteraufbaues liegt bei 10W.

5 Das Gesamtsystem

Für den Betrieb am Digipeater wird zusätzlich zu den hier beschriebenen Baugruppen noch ein Duplexer benötigt. Dieser ist oft mit guter Qualität auf dem Surplusmarkt erhältlich und wird auch neu von professionellen Anbietern vertrieben. Hier liegen die Preise allerdings in der Größenordnung des gesamten restlichen Systems.

Für Vollduplex-Betrieb sollten die Baugruppen möglichst mit doppelt geschirmtem Koaxkabel miteinander verbunden werden, um Übersprechen zu vermeiden. RG223 oder RG214 bieten sich hier an.

Zur Komplettierung des Systems auf der Userseite fehlt noch die Verbindung zwischen Transceiver und PC - das Modem bzw. der TNC. Die PR-Standardausrüstung - ein TNC2 mit einer TF im Hostmode - ist auch bei maximal möglichem Tuning bereits mit einer Datenrate >19k2 hoffnunglos überfordert. Ähnlich verhalten sich Aufsteckmodems wie PAR96 oder PICPAR. Hier kommen neben relativ teuren Hardware-Lösungen, wie RMNC oder TNC3, auch Softwarelösungen in Frage. Der in [4] beschriebene Modemadapter für den EPP ist in leicht veränderter Form [5] seit Mai '99 bei Baycom lieferbar. Jürgen, DG1SCR, hat ebenfalls ein 76k8er Aufsteckmodem für den EPP auf Basis eines FPGA entwickelt. Dieses wurde auf der PR-Tagung 1998 in Darmstadt vorgestellt und ist bei ihm zu beziehen.

6 Kritik und Ausblick

Abschließend bedanken wir uns die vielen Anregungen und Tips bei Wolf-Henning Rech, DF9IC.


Anhang


A Literatur

[1] Bloch, M., DF2VO; Sessler, P., DF3VI; Rech, W.-H., DF9IC: 70-cm-FM-Baugruppen für Duplex-Digis und Phonie-Relais, ADACOM Magazin 5, S. 11-30, 1993.

[2] Liebeck, M., DL2ZBN; Kurpiers, A., DL8AAU: Hochgeschwindigkeits Packet-Radio - ein Transceiverkonzept für das 70cm-Band, Skriptum 13. Internationale Packet-Radio Tagung, Darmstadt 1997, S. 35-45.

[3] Liebeck, M., DL2ZBN; Kurpiers, A., DL8AAU: Hochgeschwindigkeits Packet-Radio - Baugruppen für das 70cm-Band, ADACOM Magazin 10, S. 7-22, 1997.

[4] Rech, W.-H., DF9IC, et al: Ein Modemadapter für den EPP, Skriptum 13. Internationale Packet-Radio Tagung, Darmstadt 1997, S. 46-51.

[5] Sailer, T., HB9JNX; Kneip, J., DG3RBU: EPPFLEX - ein universeller Modemadapter für den EPP-Port, Skriptum 15. Internationale Packet-Radio Tagung, Darmstadt 1999, S. 9-15.

B Stücklisten

C Bestückungspläne


Copyright © 1997
This Page was created by DL2ZBN on Sunday, 28. December 1997
Most recent revision Sunday, 22. August 1999.